2019, Vol. 51
2. 天津市红外成像技术工程中心，天津 300072
2. Tianjin Infrared Imaging Technology Engineering Center, Tianjin 300072, China
红外成像系统广泛应用于军事侦查、医疗诊断、工业探测、安防监控等各个领域[1].其中非制冷型可在常温下工作，大大降低了系统功耗及体积，广受青睐[2].SOI二极管型红外探测器作为非制冷型红外成像系统探测器的一种，其可在标准CMOS工艺厂完成制作，生产更加方便快捷，具备大规模量产的潜力，有利于红外成像系统的集成与封装[3].
随着红外成像系统的发展，更大的阵列、更低的功耗、更快的速度、更好的成像质量等成为发展的主要方向，这对读出电路也提出了越来越高的要求，而这些离不开一个关键技术，片上集成ADC技术[4].片上集成ADC技术包括：芯片级、行列级、像素级[5].其中芯片级ADC需要相当快的传输速度，传输过程中信号易受干扰，影响着成像质量，且对于电路的功耗和面积没有优化.像素级ADC受限于像素面积，读出电路设计难度大.行列级ADC输出信号为数字信号，能够有效降低信号干扰，且仅受像素一维尺寸限制，而且对于信号转换的要求不高，是一种性价比较高的读出结构.
一般而言，对于行列级ADC读出电路设计来说，设计人员通常采用前端单元读出电路先将信号进行采样放大[6]，再送入片上集成ADC进行量化处理.对于大阵列的红外成像系统来说，上百列甚至上千列的读出通道，前端单元读出电路占据了整个读出电路系统的大部分版图、功耗以及读出时间，这极大的限制着红外成像系统的发展.中国SOI二极管型非制冷红外成像系统读出电路尚处于研发阶段，未有成熟商业产品[7]，研究SOI二极管型红外成像系统数字输出型读出电路具有重大意义.
基于此设计了一款完全省去了前端读出单元，直接处理SOI二极管型探测器输出的相对微弱的电压信号的行列级读出电路，并基于SMIC 0.35 μm CMOS工艺对电路进行了流片验证.
1 SOI二极管型探测器工作原理二极管的正向电流I与温度T的关系符合以下关系式：
| $ I = A{J_0}\left[ {\exp \left( {\frac{{q{V_{\rm{F}}}}}{{kT}}} \right) - 1} \right], $ | (1) |
| $ {J_0} = M{T^{\left( {3 + \gamma /2} \right)}}\exp \left( { - \frac{{q\left( {{V_{\rm{F}}} - {V_{{\rm{g}}0}}} \right)}}{{kT}}} \right). $ | (2) |
式中：A为PN结面积；J0为电流密度；q为电子电荷量；VF为正向偏置电压；k为玻尔兹曼常数；M为与温度无关的常数；γ为一个常数；Vg0为绝对零度时导带底和价带顶的电势差.
从关系式(1)、(2)可以看出，当流经二极管的电流恒定时，外界温度变化引起正向偏置电压VF的变化.单个二极管的电压温度灵敏度为-1.3~-2.0 mV/K[8]，SOI二极管型探测器每个像素由6个二极管串联构成，灵敏变化度为-7.8~-12.0 mV/K.根据光学系统红外传输模型和二极管探测器热转换效率指标计算得出，场景温度每变化1 K，探测器阵列表面温度变化10 mK.文中针对6个二极管串联的探测器进行设计，探测器电压温度灵敏度为8 mV/K.由上述分析可知，场景温度变化100 mK，二极管探测器信号变化8 μV，对于NETD < 100 mK的设计，需要读出电路等效输入端噪声小于8 μV[9].二极管型探测器温度响应比传统电阻型探测器低1~2个数量级[10]，给读出电路设计带来了巨大的挑战.
2 读出电路整体架构 2.1 整体电路按照设计要求，SOI二极管型探测器阵列大小为384×288，像素单元30 μm×30 μm，噪声等效温差(NETD)小于100 mk，帧频60 F/s.本文拟设计的读出电路框图如图 1(b)所示的无前端读出单元的行列级读出电路，完全省去了如图 1(a)所示的行列级读出电路的读出单元模块.
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图 1 行列级数字读出电路框图 Fig. 1 Frame of line digital output readout circuit |
电路设计难点：1)完全省去前端模拟放大电路的情况下直接处理SOI二极管探测器微弱的响应信号.这要求读出电路具有一定的噪声抵制能力，保证微弱的信号不被噪声淹没，而影响成像质量.2)像素单元尺寸小，宽度仅为30 μm，这就限制读出电路宽度只能为30 μm.这要求读出电路的结构需要降低复杂度.
基于以上设计难点，综合考虑选用了全差分连续时间二阶增量型sigma-delta调制器作为本设计的行列级读出电路.基于过采样技术和噪声整形技术，该种结构具有降低低频噪声的特点，同时具有对信号驱动能力要求低的特点[11]，能够直接对探测器盲元和暗元的电流信号进行处理，不再需要将探测器信号放大再送入ADC进行量化处理，可省去前端模拟放大电路.但版图宽度30 μm对设计而言仍为较大挑战，在具体电路实现中，尽量选用简单结构.
行列级读出电路整体架构如图 2所示.电路主要由一个连续时间增量型二阶sigma-delta调制器和一个输出缓冲器构成.调制器主要包括积分器、比较器和起反馈作用的电流型DAC.
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图 2 读出电路结构 Fig. 2 The readout circuit |
根据滚筒式成像原理，通道的读出时间t可表示为
| $ t = 1/F/\left( {C/2} \right). $ | (3) |
式中：F为帧频，C为探测器阵列列数.系统帧频大于60 f/s，阵列规模为384×288，根据式(3)计算得每个通道的读出时间为
| $ t = 1/60/\left( {288/2} \right) = 116\;\;{\rm{ \mathsf{ μ} s}}{\rm{.}} $ |
在该读出时间范围内，时钟周期2.5 M的情况下，可实现的最大过采样率为256，电路应在此条件下进行仿真设计.
系统探测100 K温度变化，实际探测器信号电压变化约8 mV，要实现噪声等效温差小于100 mK，电路等效输入噪声小于8 μV，为了确保在非均匀影响、电压掉落影响和环境温度变化的情况下仍能正确处理信号，留出余量，设计输入电压范围为40 mV，设计电路信噪比需大于74 dB时，方满足NETD小于100 mK的需求.
2.2 降噪原理在红外辐射作用下，探测器二极管正向偏压发生变化，引起输出信号变化，记为x(kT)，x(kT)经一阶积分器转换为电压信号u(kT)，u(kT)再传输到二阶积分器进行同样的处理，得到二阶积分器的输出信号v(kT)，经比较器得到比较结果D和DN，D作为输出信号经输出Buffer输出，DN控制两个DAC，得到反馈信号q(kT)，在读出时间内不断反馈到OTA输入端进行反馈调节，进行噪声整形，实现低噪声信号读出.
一阶积分器的输出u(kT)可以表示为
| $ u\left( {kT} \right) = x\left( {kT - T} \right) - q\left( {kT - T} \right) + u\left( {kT - T} \right), $ |
二阶积分器的输出v(kT)可以表示为
| $ v\left( {kT} \right) = u\left( {kT - T} \right) - q\left( {kT - T} \right) + v\left( {kT - T} \right). $ |
比较器的量化误差可以表示为输出和输入之差：
| $ {Q_{\rm{e}}}\left( {kT} \right) = y\left( {kT} \right) - v\left( {kT} \right), $ |
DAC可以认为是理想的，因此有
| $ y\left( {kT} \right) = q\left( {kT} \right), $ |
联立得二阶调制器的传输函数为
| $ \begin{array}{l} y\left( {kT} \right) = x\left( {kT - T} \right) + {Q_{\rm{e}}}\left( {kT} \right) - 2{Q_{\rm{e}}}\left( {kT - T} \right) + \\ \;\;\;\;\;\;\;\;\;\;\;\;{Q_{\rm{e}}}\left( {kT - 2T} \right). \end{array} $ |
最终输出为延迟的输入加上量化噪声Qe的二阶差值，将量化噪声信号推向高频，减少了低频噪声，实现了噪声整形，完成读出电路的低噪声信号处理.
3 电路实现 3.1 积分器积分器是整个行列级读出电路的主要组成部分，其中跨导放大器(transconductance amplifier)是积分器的重要组成部分.传统模拟读出电路中使用的跨导模块的跨导值直接决定电路增益，而本文当中跨导模块的跨导值与增益无关，只是将跨导模块应用在反馈环路中实现数字量化的作用.为了减小跨导运算放大器OTA的等效输入噪声，需要尽量提高OTA的增益.常见的提高增益的方法是采用共源共栅结构(cascode)和增益提高(gainboost)结构，但Gainboost结构需要额外的运放[12]，很难控制在30 μm的版图宽度内.故本设计选用Cascode结构.包括OTA的积分器电路图如图 3所示.OTA运算放大器如图 4所示，相比传统折叠共源共栅运算放大器而言，该电路增加了M9-M11管，起到提高增益的目的.
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图 3 积分器电路原理图 Fig. 3 Schematic of integrator circuit |
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图 4 积分器内OTA电路 Fig. 4 Schematic of OTA circuit in integrator |
根据小信号模型推导出该结构的输出阻抗为
| $ \begin{array}{l} {R_{{\rm{out}}}} = \left( {{g_{{\rm{m}}9}}{r_{{\rm{o}}9}}{g_{{\rm{m7}}}}{r_{{\rm{o7}}}}\left( {{r_{{\rm{o4}}}}//{r_{{\rm{o3}}}}} \right)} \right)//\\ \;\;\;\;\;\;\;\;\;\left( {{g_{{\rm{m11}}}}{r_{{\rm{o11}}}}{g_{{\rm{m13}}}}{r_{{\rm{o13}}}}\left( {{r_{{\rm{o15}}}}//{r_{{\rm{o2}}}}} \right)} \right), \end{array} $ |
增益为
| $ \begin{array}{l} {A_{\rm{V}}} = - {g_{{\rm{m2}}}}\left\{ {\left( {{g_{{\rm{m}}9}}{r_{{\rm{o}}9}}{g_{{\rm{m7}}}}{r_{{\rm{o7}}}}\left( {{r_{{\rm{o4}}}}//{r_{{\rm{o3}}}}} \right)} \right)//} \right.\\ \;\;\;\;\;\;\;\;\;\left. {\left( {{g_{{\rm{m11}}}}{r_{{\rm{o11}}}}{g_{{\rm{m13}}}}{r_{{\rm{o13}}}}\left( {{r_{{\rm{o15}}}}//{r_{{\rm{o2}}}}} \right)} \right)} \right\}. \end{array} $ |
式中：gm为MOS管跨导，ro为MOS管的输出电阻.从增益表达式可以看出，相比于传统折叠共源共栅运算放大器而言，该电路增益提高了gm9ro9//gm11ro11倍.由于在高增益放大器中，全差分电路输出共模电平对器件的特性和失配相当敏感[13]，电路增加了共模反馈结构.
3.2 比较器根据上述计算，读出电路读出时间小于116 μs，在满足过采样率256的条件下，比较器需增加预放大电路以提高比较器速度和分辨率[14].电路选用了带有预放大的动态比较器，如图 5所示，包括一个带有源负载的预放大器和一个动态锁存器.
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图 5 比较器 Fig. 5 Schematic of comparator |
当CKN为高电平时，比较器进行复位，VON和VOP电压将被拉至地.当CKN为低电平时，比较器正常工作.信号经预放大器放大后进入动态锁存器，为了说明问题，假设VOP1电压比VON1电压低，根据电流平方律公式：
| $ I = \frac{1}{2}\mu {C_{{\rm{ox}}}}\frac{W}{L}{\left( {{V_{{\rm{GS}}}} - {V_{{\rm{th}}}}} \right)^2}, $ |
M8所在支路电流将大于M9、所在支路电流，经过一段时间就会出现VON电压大于VOP电压，该电压经过M10、M11、M13和M14形成的正反馈网络放大后，将VOP电压拉至地，完成信号比较.
4 仿真与测试在过采样率为256，输入为频率2 kHz、幅度40 mV的正弦信号时，进行仿真.将仿真结果进行DFT分析，得到如图 6所示频谱图，分析结果显示，电路能够实现79.6 dB的信噪比，大于74 dB的信噪比要求.
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图 6 FFT分析频谱图 Fig. 6 FFT analysis spectrum |
为适应探测器像素尺寸30 μm的要求，读出电路的版图宽度为30 μm.基于SMIC 0.35 μm工艺设计了32通道读出电路并进行了流片，芯片照片如图 7所示.
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图 7 芯片照片 Fig. 7 Image of chip |
为验证芯片的读出情况，在常温下对芯片进行测试，5 V供电，进行了两种输入信号的读出测试，信号幅值均为40 mV.如图 8(a)、(b)所示分别为输入正弦信号和方波信号时的读出数字码字情况，从电路的读出情况来看，数字信号会随输入信号有明显的响应，当输入幅度逐渐增大时，高电平变多，输入幅度变低时，低电平变多，具有明显的疏密变化.将输出码字通过逻辑分析仪采样后，可以还原出输出波形图.图 8(c)、(d)所示分别为正弦输入信号和方波信号时对应的读出数字信号进行处理后恢复的图像.读出图像为明显的正弦信号和方波信号，读出效果良好.
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图 8 输入信号测试图及读出图像 Fig. 8 Input signal test diagram and readout image |
图 8所示读出图像说明读出电路具备60帧频的基本读出功能，但是否满足噪声等效温差小于100 mK的设计指标仍需进一步验证，为此，对芯片进行了噪声测试，图 9为噪声测试结果.
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图 9 噪声测试结果 Fig. 9 Noise test results |
通过恢复图像可以看出，电路输出噪声9 μV.对32通道读出电路进行噪声测试，最大噪声4 LSB，即9 μV.上述电路仿真结果显示，电路SNR为79 dB，自身噪声约为4.5 μV，小于8 μV.但是由于输入端热噪声影响，实测噪声性能会恶化.实际测试时，输入端噪声仅由输入端电容大小决定电容值约为4 pF，根据
为进一步评估本研究工作的水平，与相关文献进行了对比，见表 1.表 1中本文性能与其他参考文献相比较，本文设计的读出电路具备低噪声特点.同时，省去了前端模拟放大电路，节约了该部分的面积和功耗.
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表 1 本文性能与其他参考文献对比 Tab. 1 Comparison of the performance in this paper with other references |
1) 本文基于全差分连续时间二阶增量型sigma-delta调制器，实现了一款片上集成数字输出的读出电路，完全省去了前端模拟放大读出单元，可直接处理二极管型红外探测器探测到的微弱电压信号.
2) 电路基于SMIC 0.35 μm工艺设计并流片验证，读出电路通道版图宽度30 μm，适应探测器30 μm像素尺寸要求.读出电路工作于常温，通过施加不同输入信号对电路进行了测试，供电电压5 V，测试结果表明，该读出电路在帧频为60 f/s的情况下，能够进行电压范围为40 mV的信号读出，噪声小于9 μV，单通道功耗为450 μW.
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