2023, Vol. 55
射频功率放大器作为通信、相控阵雷达等系统中必不可缺的一个部分，其性能直接影响到整个系统的性能。功率放大器作为整个系统中最耗能的部分，提高功放的效率能够更好地降低成本和改善系统的热管理。常见的高效率功放有D类、E类和F/F-1类等功放。其中，E类功放虽然结构简单、效率高，但是存在漏极峰值电压高、受工作频率影响大和功率输出能力低等缺点[1]。而F类功放是通过对输出谐波的控制来提高效率，不存在频率限制。同时，其兼顾了输出功率和效率，并且漏极峰值电压低，仅为2倍的漏极直流供电电压[2]。因而，对F类功放的研究受到越来越多的关注。
在F类功放电路实现方面，大部分拓扑结构使用微带线来实现[3-8]，虽然高频性能较好，但是版图面积大，不利于功放集成在小面积载片上。因此为了实现小尺寸功放，相较于微带线拓扑结构，采用集总参数的拓扑结构成为更好的选择[9]。另一方面，可补偿输出电容的F类拓扑结构已经被广泛应用，但在内匹配功放中，需要采用键合金丝来连接晶体管和输出匹配电路，这引入了额外的输出电感。其难以针对该输出电感对二次/三次谐波阻抗进行补偿，导致晶体管无法达到最佳输出效率[10-13]。图 1所示为两种常见的补偿输出电容和电感的集总参数拓扑结构[12-14](Rp为晶体管等效输出电阻；Cp为晶体管等效输出电容；Lout为晶体管输出电感)。为了消除基波匹配网络对谐波的影响，这两种结构在基波匹配和谐波匹配网络之间串联一个谐振在二次谐波频率处并联LC谐振网络。但是，这会增加电路中的元件个数，使电路尺寸增大，不利于实现功放的小型化。
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图 1 可补偿输出电容和电感的集总参数拓扑 Fig. 1 Lumped parameter topology with compensated output capacitance and inductance |
针对上述两种拓扑结构调谐元件个数过多的问题，本文提出了一种紧凑型F类谐波调谐网络结构。该结构利用基波匹配网络的高频阻抗特性，仅引入一个LC串联谐振网络，降低电路的复杂度，实现对二次/三次谐波的控制以提高效率。基于该紧凑型谐波调谐网络结构，使用GaN HEMT管芯完成一款L波段高效率F类载片式功率放大器的设计。
1 电路理论 1.1 F类功率放大器原理F类功率放大器通过控制漏极输出偶次谐波开路和奇次谐波短路，使得晶体管漏极输出电压为方波，输出电流为半正弦波，并且两者在时域内没有交叠，如图 2所示。
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图 2 F类功放漏极电压电流波形 Fig. 2 Output voltage and current waveform at drain node of class-F amplifier |
所以，F类功放理论上可以实现功放的100%漏极效率，其基波和n次谐波阻抗为
| $ Z_{n}= \begin{cases}\frac{8}{{\rm{ \mathsf{ π}}}} \frac{V_{\mathrm{dc}}}{I_{\max }}, & n=1 \\ 0, & n \text { even } \\ \infty, & n \text { odd }\end{cases} $ | (1) |
但是在实际设计过程中，处理越多的谐波意味着需要更复杂的结构以及更多的电路损耗，不仅使设计难度增加，甚至还会降低设计功放的输出效率[15]。Raab[16]研究表明，在只控制二次和三次谐波的情况下，理论效率就可以达到81.7%的水平。因此，综合考虑设计的复杂度以及对效率的提升程度，本文只对二次和三次谐波进行处理。
图 3为本文提出的输出匹配原理图，由二次/三次谐波控制网络和基波阻抗匹配网络组成，负载RL=50 Ω。因为本文采用内匹配技术在铜-钼-铜载片上实现，输出电感Lout不仅包括管芯的输出寄生电感，还包括连接管芯和输出匹配电路的键合金丝电感。谐波匹配网络在基波频率处可以等效为电容，使得基波阻抗在图 3中B点为容性阻抗，因此需要电感L4把该点的基波阻抗从复阻抗变换到实阻抗，同时L4也作为功放的供电线。由于本文设计的功放末级阻抗变换比约为1∶9，因此采用二阶LC阻抗变换网络作为基波阻抗匹配网络进行讨论分析和设计。
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图 3 提出的输出匹配原理图 Fig. 3 Schematic of proposed output matching network |
图 4所示为基波匹配网络原理图。在B点基波阻抗被L4由复阻抗变换成实阻抗Rs。L2、C2、L3及C3组成二阶LC阻抗变换网络，将基波阻抗匹配到50 Ω负载。实际设计时，考虑到阻抗匹配网络的损耗、带宽等问题，二阶LC匹配网络一般应用在阻抗变换比为1∶5到1∶25之间的情况下。因此，下面选取Rs为2~10 Ω对二阶LC阻抗变换网络进行计算分析。
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图 4 基波匹配网络 Fig. 4 Fundamental matching network |
对于基波，二阶LC阻抗变换网络是从Rs先变换到R1再到RL，当两次阻抗变换比相等时，满足带宽最优条件[17]，即
| $ \frac{R_{\mathrm{s}}}{R_{1}}=\frac{R_{1}}{R_{\mathrm{L}}} $ | (2) |
下面以最优基波带宽条件为例，定量分析基波匹配网络对谐波匹配网络的影响，并确定基波匹配网络在谐波频率处的阻抗初值范围。此时，二阶LC匹配网络的品质因素Q为
| $ \begin{gathered} Q=\frac{\omega_{0} L_{2}}{R_{\mathrm{s}}}=\omega_{0} C_{2} R_{1}=\sqrt{\frac{R_{1}}{R_{\mathrm{s}}}-1}= \\ \frac{\omega_{0} L_{3}}{R_{1}}=\omega_{0} C_{3} R_{\mathrm{L}}=\sqrt{\frac{R_{\mathrm{L}}}{R_{1}}-1} \end{gathered} $ | (3) |
式中ω0为基波角频率。当Rs和RL确定时，由式(2)、(3)可以计算得到L2、C2、L3和C3的值。二阶LC匹配网络的阻抗Z为
| $ Z=\mathrm{j} \omega L_{2}+\mathrm{j} \omega C_{2} / /\left(\mathrm{j} \omega L_{3}+\mathrm{j} \omega C_{3} / / R_{\mathrm{L}}\right) $ | (4) |
式中ω为角频率。联立式(2)~(4)得到以ω和Rs为自变量的Z的函数表达式。图 5为阻抗Z的实部和虚部随ω/ω0和Rs变化的图形。
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图 5 二阶LC匹配网络 Fig. 5 Second-order LC matching network |
由图 5可以得到，对于二阶LC阻抗变换网络，当2 Ω≤Rs≤10 Ω时，尽管二次和三次谐波阻抗实部约等于0，但虚部不可忽略，满足5.26≤imag(Z2f0)≤ 8.88, 10.28≤imag(Z3f0)≤25.82。因而，在后续设计谐波匹配时，需引入基波匹配网络对于谐波匹配的影响。
1.3 紧凑型谐波匹配网络设计由基波匹配网络对谐波匹配影响分析可以得到，在设计谐波匹配时，可将基波匹配网络对于谐波匹配的影响等效为一段有限的到地电抗jX(ω)，如图 6(a)所示。传统谐波匹配电路通常除了引入图 6(a)所示串联LC谐振结构外，在基波匹配和谐波匹配网络之间引入另一并联LC谐振结构。该结构可在二次谐波频率处形成无穷大的谐振阻抗，以实现忽略串接的基波匹配网络谐波阻抗对谐波匹配网络的影响，但额外引入的并联LC谐振结构将显著增加功放面积。本文为实现紧凑的谐波匹配电路，将有限的基波匹配网络的谐波阻抗引入谐波匹配计算中，仅需图 6(a)所示的一组串联LC谐振结构即可实现良好的二次/三次谐波匹配。
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图 6 谐波匹配网络 Fig. 6 Harmonic matching network |
如图 6(a)所示，在二次谐波频率处，L1C1串联谐振网络需满足和电抗jX并联等效为电容C2, eq，如图 6(b)所示。且等效电容C2, eq满足与Lout在二次谐波频率串联谐振，使得A点二次谐波阻抗为0，即
| $ \frac{1}{\sqrt{L_{\text {out }} C_{2, \text { eq }}}}=4 \omega_{0} $ | (5) |
在三次谐波频率处，L1C1串联谐振网络需满足与电抗jX和Lout等效为电感L3, eq，如图 6(c)所示。且等效电感L3, eq满足与Cp在三次谐波频率并联谐振，使得A点三次谐波阻抗为无穷大，即
| $ \frac{1}{\sqrt{L_{3, \text { eq }} C_{\mathrm{p}}}}=9 \omega_{0} $ | (6) |
联立式(5)、(6)得到L1和C1的表达式：
| $ L_{1} =\frac{\alpha}{5 \omega_{0} \beta} $ | (7) |
| $ C_{1} =\frac{5 \beta}{12 \omega_{0} \gamma} $ | (8) |
其中：
| $ \begin{aligned} \alpha= & 18 L_{\text {out }}^{2} C_{\mathrm{p}}\left(2 X_{1}-3 X_{2}\right) \omega_{0}^{3}- \\ & 15 L_{\text {out }} C_{\mathrm{p}} X_{1} X_{2} \omega_{0}^{2}- \\ & L_{\text {out }}\left(4 X_{1}-6 X_{2}\right) \omega_{0}+3 X_{1} X_{2} \\ \beta= & \left(2 L_{\text {out }} \omega_{0}+X_{1}\right) \cdot \\ & \left(9 L_{\text {out }} C_{\mathrm{p}} \omega_{0}^{2}+3 C_{\mathrm{p}} X_{2} \omega_{0}-1\right) \\ \gamma= & 9 L_{\text {out }}^{2} C_{\mathrm{p}}\left(3 X_{1}-2 X_{2}\right) \omega_{0}^{3}- \\ & L_{\text {out }}\left(3 X_{1}-2 X_{2}\right) \omega_{0}+X_{1} X_{2} \end{aligned} $ |
X1、X2分别为图 5所示基波匹配网络在二次谐波频率和三次谐波频率处的等效电抗。以本文设计为例，ω0=2πf0，f0=1.3 GHz，Cp=6.2 pF，X1=8 Ω，X2=19 Ω，计算得到L1和C1与Lout的关系如图 7所示。为了确保L1和C1有物理意义，即L1＞0, C1＞0，计算得到Lout＜0.37 nH。
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图 7 L1/C1与Lout关系曲线图 Fig. 7 Relationship curve between L1/C1 and Lout |
由图 7可以发现基波匹配电路与谐波匹配电路在设计时互相影响。因此，在分别设计完谐波匹配网络和基波匹配网络后，需要根据实际设计要求对网络进行微调优化以得到更好的匹配结果。图 8展示了使用该结构设计F类功率放大器的步骤。
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图 8 F类放大器设计步骤 Fig. 8 Design flow of class-F amplifier |
本文设计的功率放大器采用两级放大结构，在1.18~1.42 GHz频段下达到60~70 W的功率输出。设计采用0.25 μm GaN HEMT工艺的管芯。该管芯在28 V漏极电压条件下具有5 W/mm的功率密度。通过计算和考虑输出损耗等因素，末级管芯和驱动级管芯分别选取16.3、2.5 mm栅宽的管芯。
在设计输出匹配电路前，首先需要得到管芯输出的最佳阻抗点。通过对管芯模型进行负载牵引仿真，得到了图 9所示的仿真结果。最佳效率负载阻抗为5.06+j*2.35，最佳功率负载阻抗为4.87+j*0。综合考虑输出功率和输出效率，最终选取最佳负载阻抗为5.10+j*1.42。在该负载值下，管芯输出效率为74%，输出功率为49.1 dBm。晶体管大信号输出时可以等效为图 10所示的RC并联电路，由最佳负载阻抗5.10+j*1.42可以计算得到管芯输出等效电阻Rp=5.5 Ω，输出等效并联电容Cp=6.2 pF。
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图 9 16.3 mm管芯负载牵引结果 Fig. 9 Loadpull result of 16.3 mm transistor |
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图 10 管芯输出等效模型 Fig. 10 Transistor output equivalent model |
图 11为末级输出匹配原理图。根据图 8展示的设计过程对输出匹配进行设计。其中Rs≈Rp=5.5 Ω，Cp=6.20 pF。因此，由图 3选取X1=8 Ω，X2=19 Ω。通过仿真所需的金丝得到Lout≈0.13 nH，把上述各值代入到式(7)、(8)中，计算得到L1=0.38 nH，C1=7.67 pF。
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图 11 输出匹配原理图 Fig. 11 Schematic of output matching network |
基波匹配电路中L4将基波阻抗从复阻抗变换为实阻抗，通过计算得到其值为1.33 nH。此时Rs≈5.1 Ω，通过式(2)、(3)计算得出二阶LC阻抗变换网络值。因为式(2)、(3)考虑的是最佳带宽情况下的值，所以设计时需要根据带宽、损耗等因素进行优化。表 1为优化前、后二阶LC阻抗变换网络元件值。对优化前、后的元件值进行小信号S参数仿真，得到图 12所示的对比图。
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表 1 二阶LC阻抗变换网络元件值 Tab. 1 Component value of second-order LC matching network |
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图 12 优化前、后输出匹配响应对比图 Fig. 12 Comparison of output response before and after optimization |
将优化后的匹配电路，替换成图 13所示的版图。其中: 电感由金丝和薄膜电路来实现, 电容由分布型MIM电容和部分薄膜电路来实现。仿真末级输出匹配版图的小信号S参数，在电流源端面得到图 14所示的响应图。从图 14可以观察到二次谐波在短路点附近，三次谐波在开路点附近，符合F类功放的理论阻抗点。联合输出管芯进行谐波平衡仿真，得到图 15所示的晶体管电流源端面的输出电流和电压波形。
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图 13 输出匹配版图 Fig. 13 Layout of output matching network |
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图 14 末级匹配响应图 Fig. 14 Response of output matching network |
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图 15 1.3 GHz频率下晶体管漏极电流源端面电压电流波形 Fig. 15 Voltage and current waveforms of the intrinsic planeat 1.3 GHz |
从图 15中可以得到，在1.3 GHz频率处，晶体管电流源端面的电压波形为方波，电流波形为半正弦波，说明晶体管工作在F类模式。
输入匹配设计的目标是在保证功率放大器稳定下获得最佳的功率增益。一般情况下，功率放大器在低频时不稳定，高频时稳定。最常用的方法就是在输入匹配网络中串联RC并联网络，在保证高频增益的同时提高稳定性。因此RC稳定网络一定程度上也能提高放大器的增益平坦度。同时对于F类功放，输入端的二次谐波短路会进一步提高功放的整体效率[18-19]。因此，本文在末级晶体管输入端并联一个串联LC结构使二次谐波短路。在对LC取值时，不仅需要考虑谐振网络的带宽，还需要考虑对基波阻抗匹配的影响。综合考虑下，选取C=4 pF，L=0.8 nH。
最终设计了一个两级F类功率放大器，整体原理图如图 16所示。
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图 16 F类L波段功率放大器原理图 Fig. 16 Schematic of L-band class-F power amplifier |
图 17所示为载片式内匹配功率放大器的实物图。其中，载片采用铜-钼-铜材料，该材料的热膨胀系数和GaN管芯的衬底材料SiC接近，且其热导率高，具备良好的散热性能[20]。末级匹配电路功率高且对损耗要求大，所以采用损耗低的薄膜电路和分布型MIM电容。而输入级和中间级匹配电路的功率低且对损耗要求不大，所以采用集成度高但是损耗偏大的IPD工艺来减小面积。充分利用各个工艺的优势，同时末级电路采用了本文提出的紧凑型F类调谐网络来减小面积。最终，整个功放采用内匹配技术集成到尺寸仅为7 mm×8 mm的载片上，满足高功率的同时实现了功放的小型化。
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图 17 F类载片功率放大器照片 Fig. 17 Photograph of the class-F carrier power amplifier |
通过微组装工艺对功放进行装配，GaN HEMT管芯采用Au80%Sn20%金锡焊料烧结，其余采用导电胶黏结到载片上。通过键合金丝，将电路各个部分连接到一起。
装配完成后，对功放进行脉冲测试。测试条件：脉冲条件为100 us脉宽长度，10%占空比；漏极直流供电电压VDS=28 V；栅极供电电压VGS=-2.5 V。图 18为功放测试系统照片。该测试系统由直流电源、自制脉冲调试板、函数信号发生器、射频信号源、霍尔探头、霍尔电源、台式万用表、衰减器、耦合器、频谱仪和功率计组成。仪器具体信号见表 2。图 19为测试系统框图。函数信号发生器生成100 us脉宽长度、10%占空比的脉冲波信号同时输入脉冲调制板和射频信号源，使得功放的漏极供电脉冲和射频信号输入功率同步。台式万用表读取由霍尔探头获取的漏极电流信息。校准测试系统后，对功率放大器进行测试。
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图 18 功放测试系统照片 Fig. 18 Photograph of power amplifier test system |
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表 2 仪器型号 Tab. 2 Instrument model |
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图 19 功放测试系统框图 Fig. 19 Block diagram of power amplifier test system |
图 20为输入功率Pin=21 dBm时，1.3 GHz处输出功率的频谱图。从图中可以看出二次和三次谐波得到很好的控制，二次谐波抑制比为54.6 dBc、三次谐波抑制比为58.4 dBc，符合F类功放的设计。图 21为Pin=0~25 dBm时，1.3 GHz处的输出功率Pout、功率附加效率PAE和功率增益Gain。当Pin=22 dBm时，Pout=48.44 dBm，PAE=62.7%，Gain=26.4 dB。
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图 20 1.3 GHz输出频谱图 Fig. 20 Output spectrum at 1.3 GHz |
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图 21 1.3 GHz处的输出功率、PAE和增益 Fig. 21 Output power, PAE, and gain at 1.3 GHz |
图 22为Pin=22 dBm时，1.18~1.42 GHz频带内的输出功率、功率附加效率和功率增益的谐波平衡仿真值和实测值。从图中可以看出，在1.18~1.42 GHz频带内，Pout为48.12~48.45 dBm，PAE为61%~63%，Gain>26 dB，达到了设计要求。
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图 22 大信号性能测试结果与仿真结果对比 Fig. 22 Simulated and measured results of large-signal performances |
表 3为设计的功放与近几年国内、外发表的频率相近的功率放大器的性能指标的对比情况。由表中可以得到，本文设计的功放单位面积输出功率高。通过比对品质因素(Figure of merit, FoM)[21]，本文设计的功放具有较优的性能。其中，FoM1为不考虑功放面积的品质因素值；FoM2为考虑功放面积的品质因素值。文献[3]的输出功率和PAE虽然优于本文，但是在带宽和增益方面劣于本文；文献[4, 22]带宽优于本文，但在功率和增益方面劣于本文；文献[23]增益优于本文，但输出功率明显小于本文设计；本文F类功放PAE明显优于文献[24-27]所报道的功放。综合比较，本文设计的功放面积小、功率高、效率高和增益高的优点。
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表 3 L波段功率放大器性能对比 Tab. 3 Performance comparison of L-band power amplifier |
1) 本文基于现有F类功率放大器拓扑结构，通过分析基波匹配网络对于谐波匹配的影响，提出了一种紧凑型F类集总拓扑结构。该拓扑结构结合基波匹配网络的高频阻抗特性，仅引入一个LC调谐网络，即可实现对输出二次/三次谐波的控制。
2) 基于该结构，采用了0.25 μm GaN HEMT工艺的管芯设计了一款1.180~1.420 GHz高效率载片式功率放大器，并且通过内匹配技术集成在7 mm× 8 mm的铜-钼-铜载片上。
3) 测试结果表明，在18%的工作带宽下，功率放大器的输出功率大于48.1 dBm，功率附加效率大于61%，功率增益大于26 dB。本文为小型化高功率高效率载片式内匹配功率放大器的设计提供了参考。
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